PDF《基于阻抗匹配模式的并联逆变器均流方法》

1 等效电路分析 将图

1 所示逆变电源等效为图

2 所示电路. 图2单相逆变电源等效电路 Fig.

2 Equivalent circuit of Single- phase inverter source 图2中, e( t) 为逆变桥输出电压的基波分量, n( t) 为谐波分量.L1 、 r1 分别为含有逆变桥线路及 功率损耗影响的物理意义上的输出等效电感和电 阻.逆变器并联运行时, e( t) 和L1 及r1 无法在线检 测和辨识, 因此, 该等效电路模型只有理论意义.由73第8期陈宏志等: 基于阻抗匹配模式的并联逆变器均流方法 于em( t) 在e( t) 中占主要成分, 为取得有实用价值 的电路模型, 将e( t) 分解为 e( t) = em ( t) + Δe( t) , 于是, 图2可表示为图

3 所示电路. 图3逆变电源等效电路 Fig.

3 Equivalent circuit of inverter source 图3中, 若将虚框中 Δe( t) 及L1 、 r1 的压降之和, 看作是逆变器电流 i 流经等效输出电感 L 和电阻 r 形 成的电压降, 可将该电路等效为图

4 所示电路. 图4逆变电源等效电路 Fig.

4 Equivalent circuit of inverter source 等效输出电感 L 和电阻 r 除包含 L0 和r0 外, 还 包含有逆变桥线路结构、 功率损耗、 PWM 开关模式、 直流母线等多种因素的影响成分, 他是数学意义上 的输出阻抗, 可在线辨识, 用于控制及设计, 是这里 采用的电路等效模型.谐波 n( t) 是由逆变器固有 特性确定的, 这里不作考虑.若不计谐波 n( t) 影响, 将并联逆变器模块输入相同的 em ( t) , 若各逆变 器的电感 L 和电阻 r 相同, 各逆变器将自动实现基 频电流均流. 但是, 由于不能保证各逆变器的输出电抗均与 其设计值相同, 以及不同逆变器的器件特性及动作 差异, 因此, 各逆变器的数学意义上的等效输出阻抗 不可能自动达到一致, 需要找出能够改变虚拟输出 阻抗的控制方法, 通过控制使其达到目标值. 1.

2 逆变器输出电感和电阻参数辨识 设控制器的总输出电压为 em ( t) , 逆变器数学 意义上的等效输出阻抗电压降为 Δu = em ( t) - u( t) . 设ω为基波角频率, T = 2π/ω.依据周期函数 的傅里叶级数展开式, 求出电压降 Δu 和电流 i 的基 波的正余弦分量幅值, 即ΔUβ =

2 T ∫ t t-T Δusin( ωt) dt, ΔUα =

2 T ∫ t t-T Δucos( ωt) dt } . ( 1) Iβ =

2 T ∫ t t-T isin( ωt) dt, Iα =

2 T ∫ t t-T icos( ωt) dt } . ( 2) 等效输出阻抗的有功和无功可表示为 P = ( ΔUαIα + ΔUβ Iβ ) /2, Q = ( ΔUαIβ - ΔUβ Iα) /2 } . ( 3) 设输出基频阻抗为 Z = jX + r, 则r=2P /( I2 α + I2 β ) , X = 2Q/( I2 α + I2 β } ) . ( 4) 这里所求出的阻抗实际是基频阻抗, 不受谐波 影响.由于阻抗由逆变器的固有特性所决定, 其数 值相对稳定, 经首次辨识调整稳定后, 不必在每个基 频周期内时时计算, 这样可降低对计算机的计算速 度要求.在设计时, 用基频感抗替代电感计算.

2 虚拟阻抗匹配方法 2.

1 改变虚拟阻抗的基本思想 将控制器设计为图

5 所示模式, e* ( t) 为给定电 压.结合图

4 等效电路, 确定回路电压方程为 e* + k1 ( e* - u) = Ldi/dt + ri + u. ( 5) 为表达简便, 将变量 x( t) 用符号 x 替代, 下面均如 此处理. 图5输出阻抗可变的逆变电源 Fig.

5 Inverter source of adjustable output resistance 整理式( 5) 可得 e* - u = L k1 +

1 di dt + r k1 +

1 i. ( 6) 由式( 6) 可以看出采用图

5 所示控制器模式, 可以通过改变控制器参数 k1 , 实现对输出阻抗的改 变, 改变后的阻抗为 L=L/( k1 + 1) , r=r/( k1 +